Un progetto per un VHF 40W banda larga RF Power Amplifier per la trasmissione FM

Introduzione

Che questo disegno è per

Per aumentare la potenza di uscita degli eccitatori della banda di trasmissione FM a bassa potenza, alcuni di questi sono disponibili in commercio, sia come kit che già pronti. Vedere Come essere una radio comunitaria per i collegamenti alle recensioni di alcuni dei più popolari eccitatori.

Chi è questo disegno per?

• Coloro che hanno familiarità con l'elettronica RF e meccaniche tecniche costruttive
• Coloro che hanno già costruito e testato con successo amplificatori di potenza VHF (> 10W)

Per riferimento, vedere Introduzione alla Community Radio Station Electronics

L'apparecchiatura di prova seguente saranno tenuti a regolare l'amplificatore:

• Stabilizzata limitato in corrente (+ 28V, 3A)
• Multimetro, con 3A o maggiore gamma di corrente
• 50W VHF Carico fittizio
• Misuratore di potenza RF
• eccitatore FM, con circa. 26 - potenza di uscita 27 dBm
• RF Analizzatore di spettro
• RF Network Analyser o un analizzatore di spettro con tracking generator
• attenuatore di potenza RF

Questo disegno è NON adatto per principianti e principianti VHF RF. Queste persone corrono i seguenti rischi:

• ustioni termiche e RF
• Elettrocuzione
• Distruzione di componenti RF costosi e apparecchiature di prova
• Indesiderati radiazioni RF spurie, con conseguente interferenza con altri utenti dello spettro elettromagnetico, rischiando così la visita di Stato, e conseguente rischio di attrezzature confisca, multe, e, eventualmente, la reclusione.
• Una grande quantità di stress e frustrazione.

Perché questo disegno è necessario

Credo che la qualità della stragrande maggioranza degli schemi e dei progetti per le apparecchiature di trasmissione FM disponibili su Internet sia tutt'altro che soddisfacente. Guarda il mio consigli su edificio piani sul web. In particolare le informazioni disponibili sugli amplificatori di potenza RF VHF sono ancora più disperate, ad esempio progetti che utilizzano dinosauri di dispositivi come il TP9380. Questo design si basa su un nuovo dispositivo MOSFET, con i relativi vantaggi di

• alto guadagno
• alta efficienza
• facilità di messa a punto

Dato che la maggior parte dei design sul Web hanno più di 10 anni, l'utilizzo di un dispositivo introdotto di recente dovrebbe massimizzare la vita utile del design. Uso anche questo design come veicolo per dimostrare la quantità di informazioni necessarie a una terza parte non dotata di capacità di lettura del pensiero per costruire con successo questo amplificatore. Il punto è questo: se una persona è sufficientemente qualificata ed esperta per costruire qualcosa a partire da scarse informazioni di progettazione, ad esempio solo uno schema, è altrettanto in grado di costruirlo da nessuna informazione. Al contrario, una persona che non ha quel livello di abilità ed esperienza richiederà istruzioni dettagliate per avere successo.

---

procedura di progettazione

La progettazione degli amplificatori si basa sulla recente introduzione (1998) Motorola MRF171A MOSFET (La scheda tecnica MRF171A in PDF formato).Non confondere questo con la, ormai fuori produzione, dispositivo MRF171 più vecchio.  Gennaio 2002 - Motorola cambia il loro portafoglio di prodotti dispositivo di potenza RF più oftern di alcune persone a cambiare le loro parti inferiori. Sembra che Motorola hanno scaricato questo dispositivo a M / A-COM.

simulazione al computer

La fattibilità iniziale è stata eseguita utilizzando un pacchetto di simulazione lineare RF e microonde, in particolare Supercompact. La versione utilizzata era la 6.0, che francamente considero un software scadente e che non consiglio affatto. Per questo dispositivo, Motorola fornisce parametri S e impedenze single ended per segnali di grandi dimensioni. I parametri S sono misurati a 0.5 A di corrente di drain quiescente, che rappresenta un passo avanti nella caratterizzazione del dispositivo, poiché tradizionalmente i parametri S tendevano ad essere misurati a correnti di drain piuttosto basse. Sebbene ciò sia soddisfacente per i dispositivi a piccolo segnale, l'uso dei parametri S misurati a piccole correnti di drain è limitato per la progettazione di amplificatori di potenza. 

Sebbene le informazioni sul parametro S misurate a 0.5 A avrebbero potuto fornire un utile punto di partenza del progetto, ho scelto di basare il progetto sulle impedenze a segnale grande single-ended. Questi vengono misurati dal produttore del dispositivo regolando il dispositivo per le migliori prestazioni a ciascuna frequenza di test in un dispositivo di test generico. Il dispositivo di test viene quindi rimosso e un analizzatore di rete vettoriale viene utilizzato per misurare l'impedenza complessa guardando indietro nella rete di adattamento, mentre questi vengono terminati con 50 R. Questa procedura viene eseguita per le reti di adattamento di ingresso e uscita. Il vantaggio dei dati di impedenza del segnale di grandi dimensioni è che possono essere misurati alla potenza di uscita effettiva che il dispositivo è progettato per generare, e come tali sono più rappresentativi in ​​uno scenario di amplificatore di potenza. Si noti che le impedenze singole grandi forniscono solo informazioni per consentire la sintesi di una rete di adattamento di ingresso e uscita, non forniscono informazioni sul probabile guadagno, efficienza, prestazioni di rumore (se rilevanti) o stabilità dell'amplificatore risultante.

Questo è il file utilizzato per sintetizzare la rete di ingresso.

* Mrf171i1.ckt; Il nome del file di

* blocco di definizione della variabile, il primo valore è il valore minimo consentito, * il terzo è il valore massimo consentito, il centro è variabile

C1:? 1PF 30.2596PF 120PF? C2:? 1PF 21.8507PF 120PF? L1:? 1NH 72.7228NH 80NH? C3:? 1PF 179.765PF 180PF? L2:? 1NH 30.4466NH 80NH? BLK; Circuito netlist cap 1 2 c = c1 cap 2 0 c = c2 ind 2 3 l = l1 cap 3 0 c = c3 ind 3 9 l = l2 res 9 0 r = 33; gate bias feed resistore one 9 mrf171ip; riferimento a 1 porta dati IPNET: 1POR 1; creare una nuova 1 port network END FREQ STEP 88MHZ 108MHZ 1MHZ END OPT

* Dichiarazione di controllo dell'ottimizzazione, dice al simulatore di ottimizzare tra * 88 e 108 MHz e di ottenere una perdita di ritorno in ingresso migliore di * -24 dB

   IPNET R1 = 50 F = 88MHZ 108MHZ MS11 -24DB LT

DATI FINALI

* Definire una rete a una porta denominata mrf171ip, che fa riferimento alle impedenze complesse equivalenti della serie large-signal *. Questi dati sono disponibili a 4 * punti di frequenza

* Definire le informazioni sui parametri Z, formato reale e immaginario, * l'impedenza di riferimento è 1 Ohm

   mrf171ip: Z RI RREF = 1 * MRF171A Z SORGENTE 30 MHZ 12.8 -3.6 100 MHZ 3.1 -11.6 150 MHZ 2.0 -6.5 200 MHZ 2.2 -6.0 FINE

Ovviamente l'utilizzo di un simulatore non fornisce alcuna assistenza nella scelta della topologia del circuito, né dei valori di partenza per i componenti di rete. Queste informazioni provengono dall'esperienza di progettazione. Tutti i valori di ottimizzazione sono stati vincolati con massimi e minimi per mantenere la rete risultante realizzabile.

Inizialmente, è stata provata una rete di corrispondenza a 3 poli, che non era in grado di fornire una corrispondenza a banda larga sufficientemente ampia attraverso i 20 MHz. L'utilizzo di un circuito a 5 poli ha consentito di raggiungere l'obiettivo di ottimizzazione. Si noti che il bias del gate 33R è incluso nella simulazione, poiché questo aiuta a de-Q la rete di ingresso e migliora la stabilità nell'amplificatore finale.

Una procedura simile è stata eseguita per la rete di output. In questa simulazione, l'alimentazione di scarico è stata inclusa nella simulazione. Sebbene a prima vista il valore di questa strozzatura non sia critico, se diventa troppo grande si può comprendere la stabilità, se diventa troppo piccolo, diventa parte della rete di corrispondenza dell'output, che in questo caso si pensava non fosse desiderabile .

scelte dei componenti

Poiché la potenza in ingresso è solo mezzo watt, nel circuito di adattamento in ingresso sono stati utilizzati condensatori ceramici standard e trimmer. L1 e L2 (fare riferimento a schematico) avrebbe potuto essere molto più piccolo, ma è stato mantenuto grande per coerenza con gli induttori utilizzati nella rete di uscita. Sulla rete di uscita, sono stati utilizzati condensatori rivestiti in mica metallica e trimmer di compressione in mica per gestire la potenza e mantenere al minimo le perdite dei componenti. L'induttanza a banda larga L3 fornisce una reattanza con perdita alle frequenze RF più basse, C8 si occupa del disaccoppiamento AF (frequenza audio).

L'uso di un MOSFET a canale N in modalità di potenziamento (una tensione positiva polarizza il dispositivo in conduzione) significa che il circuito di polarizzazione è semplice. Un potenziale divisore toglie la tensione richiesta da una bassa tensione stabilizzata da un diodo zener da 5.6 V. Il secondo zener da 5.6V, D2, è montato come misura precauzionale per garantire che non vengano applicate tensioni eccessive al gate del FET, ciò comporterebbe sicuramente la distruzione del dispositivo. I puristi stabilizzerebbero la temperatura della corrente di polarizzazione, ma poiché la polarizzazione non è critica in questa applicazione, questo non è stato disturbato.

Una presa BNC era stata utilizzata per l'ingresso RF, a causa della bassa potenza di ingresso RF. Ho usato il tipo N per l'uscita RF, non uso BNC per circa 5W e non mi piacciono i connettori in stile UHF. Personalmente, non consiglio di utilizzare connettori UHF sopra i 30 MHz.

---

Costruzione

L'amplificatore è stato costruito in una piccola scatola pressofusa di alluminio. I collegamenti di ingresso e uscita RF sono effettuati da prese coassiali. L'alimentazione viene instradata attraverso un condensatore passante ceramico imbullonato nella parete della scatola. Questa tecnica costruttiva si traduce in un'eccellente schermatura, impedendo la fuga di radiazioni RF dall'amplificatore. Senza di esso, potrebbero essere irradiate quantità significative di radiazioni RF, interferendo con altri circuiti sensibili come VCO e stadi audio, inoltre potrebbero verificarsi quantità significative di radiazioni armoniche. 

La base del dispositivo di alimentazione si trova attraverso un'apertura nel pavimento della scatola pressofusa ed è imbullonata direttamente su un piccolo dissipatore di calore in alluminio estruso. Un'alternativa sarebbe la base del dispositivo di alimentazione che si trova sul pavimento della scatola pressofusa. Questo non è consigliato per due motivi, entrambi interessati a fornire un percorso efficace per condurre il calore dal FET. In primo luogo il pavimento della scatola pressofusa non è particolarmente liscio, il che si traduce in uno scarso percorso termico. In secondo luogo, avere il pavimento della scatola pressofusa nel percorso termico introduce più interfacce meccaniche e quindi una maggiore resistenza termica. Un altro vantaggio della tecnica costruttiva scelta è che allinea correttamente i conduttori del dispositivo con la faccia superiore del circuito stampato.

L'utilizzo del dissipatore di calore specificato richiederà l'uso del raffreddamento ad aria forzata (una ventola). Se si prevede di non utilizzare una ventola, sarà necessario un dissipatore di calore molto più grande e l'amplificatore dovrebbe essere montato con le alette del dissipatore verticali per massimizzare il raffreddamento per convezione naturale.

Il circuito stampato è costituito da un pezzo di materiale in fibra di vetro PCB (circuito stampato) rivestito con 1 oz Cu (rame) su ciascun lato. Ho usato Wainwright per formare i nodi del circuito: si tratta fondamentalmente di pezzi autoadesivi di materiale PCB a un lato in scatola, tagliati a misura con un paio di taglienti laterali. Un'alternativa facile è usare pezzi di materiale PCB unilaterale di 1.6 mm di spessore, tagliati a misura e quindi stagnati. Questi sono incollati sul piano di massa con un adesivo di tipo cianoacrilato (ad esempio super-colla o Tak-pak  FEC 537-044). Questo metodo di costruzione fa sì che il lato superiore del PCB sia un eccellente piano di massa. L'unica eccezione a questo sono i due pad per il gate e il drain del FET. Questi sono stati creati incidendo con cura lo strato superiore di rame con un bisturi affilato, quindi rimuovendo le schegge di rame con l'assistenza di una punta di saldatore a punta fine e il bisturi. Facendo scorrere la punta di ferro lungo il pezzo isolato di rame si scioglie la colla sufficientemente per staccare il Cu con il bisturi. Il pad del cancello così creato è chiaramente visibile nel file fotografia del prototipo

Dopo aver creato l'apertura nel PCB per far passare la base del dispositivo di alimentazione, ho avvolto del nastro di rame attraverso la fessura per unire i piani di terra superiore e inferiore. Ciò è stato fatto in due punti, sotto le schede sorgente. Il nastro di rame è stato quindi saldato in alto e in basso.

See fotografia per le posizioni dei componenti suggerite. Lo schermo verticale a destra della custodia è un pezzo di materiale PCB a doppia faccia, saldato al piano di massa superiore su entrambi i lati. Questo è un tentativo di migliorare la reiezione armonica finale, riducendo l'accoppiamento tra gli induttori che formano la corrispondenza di uscita e gli induttori che compongono l'LPF. Per eseguire questo tipo di lavori di saldatura sarà necessario un saldatore da 60 W o superiore, preferibilmente uno a temperatura controllata. Questo ferro sarà troppo sopra le righe per i componenti più piccoli, quindi sarà necessario anche un ferro più piccolo.

Come indicato di seguito, gli induttori LPF sono saldati direttamente alle schede dei condensatori di metallo rivestito.

Suggerita ruvida e procedura di costruzione pronto

1. Tagliare un pezzo di materiale a doppia faccia PCB per la scheda madre (circa. 100 x 85mm)
2. Crea l'apertura per il FET, utilizzando una selezione di trapani e file. Usa il FET come modello, se necessario, ma non farlo saltare in aria con l'elettricità statica. Assicurati di finire con lo scarico sul lato destro.
3. Praticare sei fori nel PCB, questi sono per tenere il PCB alla casella di pressofusione
4. Posizionare il PCB nella casella e utilizzare i fori nel PCB di forare tramite la finestra
5. Temporaneamente avvitare il PCB alla scatola
6. Determina dove andrà il dissipatore di calore, sotto la scatola Il dispositivo dovrebbe finire verso il centro del dissipatore di calore. Praticare altri fori attraverso l'intero lotto e riutilizzare alcuni dei fori PCB / scatola esistenti ed estenderli verso il basso attraverso il dissipatore di calore. Avvitare temporaneamente il dissipatore di calore al gruppo PCB / scatola. Quando guardi nella parte superiore della scatola dovresti vedere ora un pezzo di dissipatore di calore rivelato, delle stesse dimensioni della base del FET.
7. Rig te stesso una certa protezione statica (se hai un vecchio soffiato-up del dispositivo o un dispositivo bipolare nella stessa confezione non dovrà preoccuparsi di questo) e rilasciare il dispositivo nell'apertura nella scheda.
8. Utilizzare il FET per dare darvi le posizioni dei centri dei suoi dei fori di montaggio
9. Riduci tutto a pezzetti. Fai due fori nel dissipatore di calore per il FET
10. Forare le due estremità della scatola per i connettori RF e il condensatore passante
11. Tin il PCB, in alto e in basso, con un grande ferro. Usa una quantità di saldatura sufficiente per ottenere una finitura liscia ma non troppo per creare aree di saldatura in rilievo, specialmente sul fondo, in quanto impediranno al PCB di rimanere piatto contro il pavimento della scatola.
12. Creare le due isole per il gate FET e di scarico, come descritto nel paragrafo precedente
13. Nastro di rame a saldare tra le facce superiore ed inferiore del circuito stampato sotto, dove le schede saranno di origine
14. Creare le isole PCB, stagno, li attaccano sul PCB utilizzando il fotografia come guida
15. Creare e adattarla allo schermo tra l'amplificatore e le aree LPF
16. Montare tutti i componenti rimanenti PCB, ad eccezione del FET
17. Montare il PCB per la scatola e il dissipatore
18. Montare e collegare il connettore RF e il e il feed-attraverso il condensatore
19. Riprendendo le precauzioni antistatiche, applicare la pellicola continua più sottile possibile di pasta termoconducibile alla base del FET. Questo può essere fatto comodamente con un bastoncino da cocktail in legno
20. Piega gli ultimi 2 mm di ciascuno dei cavi del FET. Ciò renderà molto più facile la rimozione, in caso di necessità
21. Avvitare il FET al dissipatore di calore. Troppo allentato e il dispositivo si surriscalda, troppo stretto e si deformerà la flangia del dispositivo e ancora una volta si surriscalderà. Se hai un cacciavite dinamometrico, cerca la coppia consigliata e usala. 
22. Se hai compreso correttamente le istruzioni, le linguette del dispositivo saranno leggermente sopra il PCB Saldare il FET con il ferro grande, prima le sorgenti, poi lo scarico, infine il cancello. Potrebbe essere necessario scollegare L4 e L5 mentre si monta il FET, ma non scollegare R3 poiché ciò fornisce protezione statica per il dispositivo.

Schema

Elenco dei componenti

Note

1. Codici Farnell sono per sola guida - altre parti equivalenti possono essere sostituiti.
2. Condensatori blindati sono o Semco Serie MCM, serie Unelco J101, Underwood o arco MCJ-101 serie disponibile da, tra gli altri luoghi, RF Parts.
3. Disponibile da MRF171A BFI (UK), Richardson or RF Parts (US)
4. arco o trimmer Sprague sono disponibili presso Comunicazione Concetti (US)
5. 18 SWG (AWG standard) è del diametro di circa 1.2mm
6. 22 SWG (AWG standard) è del diametro di circa 0.7mm
7. Per realizzare gli induttori, avvolgere il numero di giri richiesto attorno a un formatore di dimensioni adeguate, utilizzare inizialmente una distanza del diametro del filo tra ogni giro. Quindi separare le spire per ottenere la lunghezza richiesta nella tabella dell'elenco delle parti. Infine controlla il valore utilizzando un analizzatore di rete e regola di conseguenza.
8. L'eccezione alla regola di cui sopra è L4 distanza, che è ferita vicino.
9. Lamina di rame è disponibile nei negozi di artigianato (utilizzato nella produzione di vetro colorato)
10. A / R = come richiesto

Fotografia di Amplificatore Prototype

Notare orientamento del FET. Il cavo con la barra è lo scarico, e si trova a destra

---

Low Pass Filter Testing

Qualsiasi amplificatore di potenza RF deve essere seguita da una filtro passa basso (LPF) per ridurre la armoniche a un livello accettabile. Quale sia questo livello in un'applicazione senza licenza è un punto controverso, ma poiché la potenza di uscita aumenta, è necessario prestare maggiore attenzione alla soppressione delle armoniche. Ad esempio, una terza armonica di -3dBc su un'unità da 30W è 1uW, il che è improbabile che causi alcun fastidio, mentre la soppressione della terza armonica di -1dBc su un'uscita da 30KW si traduce in una potenza di 3W alla terza armonica che è potenzialmente problematica. Quindi per il assoluto livello di radiazione armonica nel secondo esempio essere la stessa della prima, abbiamo ora necessario sopprimere la terza armonica da 60dBc.

In questo progetto ho deciso di implementare un filtro passa basso Chebyshev a 7 poli. È stato scelto un Chebyshev poiché l'ondulazione di fase e di ampiezza all'interno della banda passante non era critico, e il Chebyshev offre un'attenuazione della banda di arresto migliore rispetto a un Butterworth. La banda di arresto di progettazione è stata scelta su 113 MHz, offrendo un margine di implementazione di 5 MHz dalla frequenza di banda passante più alta desiderata a 108 MHz e l'inizio della banda di arresto a 113 MHz. Il successivo parametro critico di progettazione è stato il ripple della banda passante. Per un progetto a frequenza singola è prassi normale scegliere un ampio ripple della banda passante, ad esempio 1dB, e sintonizzare il picco dell'ultima banda passante massima sulla frequenza di uscita desiderata. Ciò fornisce la migliore attenuazione della banda di arresto perché una maggiore ondulazione della banda passante si traduce in un'attenuazione più rapida della banda di arresto. Un filtro a sette poli ha 7 elementi reattivi, in questo design quattro condensatori e tre induttori. Maggiore è il numero di poli, migliore è l'attenuazione della banda passante, a scapito di una maggiore complessità e di una maggiore perdita di inserzione della banda passante. È richiesto un numero dispari di poli poiché sia ​​l'impedenza di ingresso che quella di uscita sono state progettate per essere 50R.

Poiché questo design è a banda larga, questo limita l'ondulazione della banda passante a un livello tale che la perdita di ritorno della banda passante non diventi orribile. Utilizzando l'eccellente utilità di progettazione del filtro shareware Faisyn (disponibile da FaiSyn RF Software Design Home Page) consente di esaminare facilmente questi compromessi e ho optato per un'ondulazione della banda passante di 0.02 dB. Questo programma calcola anche i valori del filtro e genera una netlist in un formato adatto per l'inserimento nei simulatori di circuiti lineari più popolari. Con 7 poli, la scelta era disponibile di utilizzare 4 condensatori e 3 induttori o 3 condensatori e 4 induttori. Ho scelto il primo, in quanto risulta in un componente in meno da avvolgere. I valori dei condensatori forniti dal programma faisyn sono stati esaminati per verificare che fossero vicini a un valore preferito, quale erano. Se fossero caduti tra i valori preferiti, le opzioni includerebbero il collegamento in parallelo di due condensatori insieme, che aumenta inutilmente il conteggio dei componenti, o la regolazione sottile della frequenza della banda di arresto e del ripple della banda passante per ottenere un insieme di valori più desiderabile.

Per implementare il filtro, ho deciso di usare normali condensatori blindati dimensioni realizzati da Unelco o Semco. Gli induttori erano realizzati con filo di rame stagnato 18 SWG (calibro standard). Nella mia esperienza c'è poco da guadagnare dall'uso del filo di rame argentato. Gli induttori sono stati formati intorno al centro di uno standard RS or Farnell tweaking tool (FEC 145-507): ha un diametro di 0.25 pollici, 6.35 mm. Altrimenti utilizzare una punta da trapano di dimensioni adeguate. I due induttori esterni sono stati avvolti in senso orario, quello interno è stato avvolto in senso antiorario. Questo è un tentativo di ridurre l'accoppiamento induttivo reciproco tra gli induttori, che tende a degradare l'attenuazione della banda di arresto. Per lo stesso motivo gli induttori sono disposti a 90 ° tra loro, anziché tutti in linea retta. Gli induttori sono saldati direttamente alle linguette dei condensatori rivestiti di metallo. Ciò mantiene le perdite al minimo. Un filtro di questo tipo costruito con cura può mostrare una perdita di inserzione della banda passante migliore di 0.2 dB. Ecco i risultati del test per l'unità prototipo.

Conoscendo i valori richiesti per gli induttori, ho fatto un'ipotesi plausibile basata sull'esperienza su quanti giri avevo richiesto, quindi ho utilizzato un analizzatore di rete RF opportunamente calibrato per misurare l'induttanza dell'induttore che avevo creato. Questo è di gran lunga il modo più accurato per determinare il valore delle induttanze di piccolo valore, poiché la misurazione può essere effettuata alla frequenza operativa effettiva del filtro. Dopo aver misurato il valore e regolato le induttanze di conseguenza, dovresti scoprire che quando il filtro completo è stato costruito, sorprendentemente è necessaria una piccola regolazione per finalizzare la regolazione del filtro.

Il modo migliore per regolare questo filtro è ridurre al minimo la perdita di ritorno in ingresso della banda passante, utilizzando un analizzatore di rete. Minimizzando la perdita di ritorno in ingresso ridurrete al minimo la perdita di trasmissione della banda passante e l'ondulazione della banda passante. Il 20MHz arco il grafico mostra che ho ottenuto una perdita di ritorno della banda passante di -18dB. Se non hai un analizzatore di rete, le cose sono un po 'più complicate. Se ti stai solo sintonizzando per una frequenza spot, imposta una fonte di alimentazione RF da guidare nel filtro tramite un misuratore di potenza direzionale. Il filtro è terminato con un buon carico di 50R. Ora monitora la potenza riflessa che torna dal filtro e sintonizza il filtro per ridurre al minimo la potenza riflessa. Se vuoi prestazioni a banda larga, dovrai provare a farlo diciamo a tre frequenze, inferiore, centrale e superiore della banda. In alternativa, se sei riuscito a misurare abbastanza bene gli induttori con altri mezzi, potresti semplicemente assemblare il filtro e lasciarlo così, senza ulteriori regolazioni.

Dopo aver regolato per la minima perdita di ritorno della banda passante, l'attenuazione della banda passante si prende cura di se stessa, non dovresti sintonizzarti perché rovinerai la perdita di inserzione della banda passante. Il 200MHz arco il grafico mostra che ho gestito 36dB di reiezione alla 2a armonica di 88MHz, che è il caso peggiore. Facendo riferimento al 600MHz arco grafico mostra l'armonica 3rd di 88MHz soppresso da-55dB, e gli ordini superiori di una quantità più grande di questo.

Amplificatore Testing

Ho usato un analizzatore di rete HP 8714C per sintonizzare questo amplificatore. Senza accesso a un analizzatore di rete, dovrai essere estremamente creativo per ottimizzare le prestazioni a banda larga. Dopo aver messo a punto l'LPF, il lavoro successivo è impostare il bias FET. Fallo con un analizzatore di spettro collegato all'uscita (con una quantità appropriata di attenuazione, almeno 40dB) per monitorare oscillazioni spurie. Collegare un buon carico 50R all'ingresso e collegare un PSU stabilizzato (alimentatore) con un limite di corrente impostato a 200mA.

Impostare tutti i trimmer al centro della loro portata. Con i trimmer ceramici miniaturizzati specificati, quando la metallizzazione a mezzaluna sulla piastra superiore del trimmer è completamente allineata con la parte piatta sul corpo del trimmer, il trimmer è alla massima capacità. Ruota di 180 ° da qui per la capacità minima. Imposta R1 per la tensione minima (fai esperimenti prima di inserire il FET se non sai da che parte è). Aumentare lentamente la tensione di alimentazione da 0V a + 28V. L'unica corrente assorbita dovrebbe essere quella presa dal circuito di polarizzazione, circa 14mA. Ora regola R1 per aggiungere 100mA a quella cifra. Non dovrebbero esserci passi improvvisi nella corrente presa dall'alimentatore. Se ci sono, l'amplificatore sta quasi certamente oscillando.

Se tutto va bene, spegni. Calibrare l'analizzatore di rete. Sull'HP 8714C per questa applicazione normalizzo S11 in un circuito aperto ed eseguo una calibrazione passante su S21 con 40dB di attenuazione in linea. Ovviamente gli attenuatori utilizzati devono essere tarati per almeno 50W di RF alle frequenze VHF.

Ora la vita si complica leggermente. Normalmente consiglierei di guardare attraverso l'amplificatore e la combinazione LPF, ma poiché il punto di interruzione LPF è solo 5MHz al di sopra della banda passante desiderata dell'amplificatore, rende impossibile vedere la forma di risposta dell'amplificatore se questo è upband da 108MHz . Per questo motivo ho eseguito la sintonizzazione iniziale dell'amplificatore con l'LPF bypassato, il che mi ha permesso di impostare lo span dell'analizzatore di rete abbastanza ampio da vedere dove fosse la risposta dell'amplificatore.

Con 0dBm del disco, modificare via per ottenere circa 15dB di guadagno e migliore di 10dB di perdita di ritorno attraverso 88 a 108 MHz (piccolo guadagno trama del segnale, Pin = dBm 0). Ora aumenta il drive fino all'amplificatore, riducendo il limite di corrente in modo appropriato. Noterai che aumentando il drive RF, il guadagno aumenterà e la perdita di ritorno in ingresso migliorerà. Questo comportamento è una conseguenza della polarizzazione relativamente leggera del FET. Potresti polarizzare i dadi fuori dal FET e polarizzarlo a, diciamo, 0.5 A, questo ti darà più guadagno a livelli di guida inferiori. Per le normali applicazioni consiglio di utilizzare un bias inferiore. Un bias elevato a bassi livelli di uscita ridurrà l'efficienza da CC a RF.

Ora dovrai raffreddare con la ventola l'amplificatore, a meno che tu non l'abbia dotato di un enorme dissipatore di calore. Con l'HP 8714C è possibile ottenere una fonte di alimentazione di + 20dBm (questo è quello che dice sullo schermo, in realtà è inferiore) (mezzo di guadagno del segnale trama, Pin = dBm + 20). Con questo livello di guida è ora possibile regolare da 18 a 20 dB di guadagno e perdita di ritorno migliore di 15 dB. A questo punto ricollegherei l'LPF e restringerei l'intervallo dell'analizzatore di rete a 20 MHz centrato su 98 MHz. Il pilotaggio dell'amplificatore sopra i 108 MHz all'accensione dell'LPF non è certamente raccomandato. Prima di lasciarti trasportare troppo, passa a CW (meglio allungare lo sweep sweep a diversi secondi in CW per evitare di essere confuso dallo sweep fly-back degli analizzatori) e dai un'occhiata all'output sull'analizzatore di spettro. L'uscita dovrebbe essere pulita come la neve sospinta, ricordati di controllare che l'uscita sia alla frequenza con cui stai eccitando l'amplificatore, se non lo è vedrai un'orrenda oscillazione in banda.

Per la messa a punto finale della piattezza della potenza, poiché ho avuto accesso a un laboratorio RF intelligente con tutto ciò di cui potresti aver bisogno (apparecchiature di prova saggia, comunque) ho usato un amplificatore a banda larga ZHL-42W Mini-Circuits per aumentare l'uscita dell'analizzatore di rete da abilitare me per regolare la risposta del guadagno degli amplificatori in modo piatto alla massima potenza di uscita. Il grafico del guadagno finale è stato preso impostando la potenza della sorgente in modo appropriato, quindi eseguendo una calibrazione con l'amplificatore Mini-Circuits e gli attenuatori di potenza in linea. Questo mi ha permesso di tracciare solo il guadagno dell'amplificatore di potenza. Quindi sono passato alla scansione lenta e ho utilizzato un misuratore di potenza RF calibrato per misurare con precisione la potenza di uscita RF. Conoscere la potenza di uscita RF e il guadagno con precisione mi ha permesso di calcolare la potenza di ingresso all'amplificatore di potenza. Questo grafico mostra che il guadagno di potenza è di un'ombra inferiore a 20 dB e di circa 0.3 dB su tutta la banda (grande guadagno del segnale trama, Pin = dBm + 26.8). Insieme alla regolazione della planarità, è necessario verificare l'efficienza. Ho gestito un minimo del 60% a 88 MHz a 40 W in uscita, migliorando con potenze di uscita più elevate. Direi che una buona efficienza è più importante di una buona planarità. Dal punto di vista degli ascoltatori, la differenza tra 35 W e 45 W in uscita è trascurabile, ma eseguire una potenza inferiore con una buona efficienza significa che il FET funzionerà più freddo, durerà più a lungo e sarà più resistente alle condizioni di guasto come un VSWR elevato.

Quale potenza di uscita scegli di utilizzare alla fine dipende da te, l'MRF171A funzionerà felicemente almeno 45 W e probabilmente molto di più, anche se non lo consiglio. Da circa 40 a 45 W sono sufficienti - vedi Come Tenere il dispositivo finale di potenza RF Alive per maggiori informazioni.

Amplificatore Risultati

Non è stato possibile misurare armoniche all'uscita dell'amplificatore fino a un rumore di fondo di -70dBc. C'è da aspettarselo, poiché una rapida indagine ha mostrato che le armoniche grezze dell'amplificatore prima dell'LPF erano a circa -40dBc. È già stato dimostrato che il filtro ha una soppressione minima di 2a armonica di -35dBc. Nessun output spurio era visibile.

Non sono state effettuate misurazioni formali con VSWR di output scadenti. Ho acceso accidentalmente l'amplificatore a piena potenza in un circuito aperto per alcuni secondi e non è esploso. L'uso di un alimentatore con un limite di corrente impostato con cura aiuterà a evitare che l'amplificatore faccia qualcosa di stupido in queste condizioni.

---

Applicazioni

Come esempio di una domanda di questo amplificatore I usato l' Broadcast Warehouse 1W LCD FM PLL Exciter per pilotare l'amplificatore a banda larga da 40 W. Per evitare di modificare l'unità Broadcast Warehouse, ho utilizzato un pad 3dB BNC da laboratorio tra l'eccitatore e l'amplificatore di potenza, per fornire il giusto livello di pilotaggio all'amplificatore. L'eccitatore è stato programmato per tre diverse frequenze, a ciascuna frequenza la potenza di uscita e il consumo di corrente misurati, consentendo di calcolare l'efficienza da CC a RF.

Amplificatore di tensione di alimentazione = 28V
Tensione di alimentazione Exciter = 14.0V, il consumo di corrente di eccitazione = 200 mA ca.

L'eccitatore Broadcast Warehouse incorpora una funzione di spegnimento RF fuori blocco, utilizzata durante la riprogrammazione PLL in modo che RF non venga generata fino a quando non viene ripristinato il blocco della frequenza. Quando l'arresto RF degli eccitatori era attivo, l'uscita dell'amplificatore veniva ridotta in modo simile, ovvero l'amplificatore rimaneva stabile.

---

Conclusione

Ho dimostrato un amplificatore a banda larga, che una volta sintonizzato, non richiede ulteriori regolazioni per coprire la banda di trasmissione FM da 87.5 a 108 MHz. Il design utilizza un MOSFET all'avanguardia che fornisce quasi 20 dB di guadagno con un singolo stadio, ha una buona efficienza da CC a RF, basso numero di componenti ed è semplice da costruire. Il costo delle parti non deve superare £ 50, il FET utilizzato nel prototipo costa meno di £ 25

Se questo amplificatore viene usato con un eccitatore banda larga e aerea, la combinazione risultante consente all'utente di cambiare la frequenza di trasmissione a volontà senza comunque necessari adeguamenti della catena di trasmissione.

L'amplificatore richiede un buon grado di esperienza potenza RF di mettere a punto, e l'accesso alle attrezzature professionali di test RF

---

Lavoro futuro

• Costruire unità aggiuntive per valutare la ripetibilità
• Progettazione di circuiti stampati
• Migliorare la stabilità in cattive condizioni di mismatch di ingresso
• Ridurre il numero di componenti variabile
• Indagare variabile FET corrente di polarizzazione di modificare il guadagno dell'amplificatore

 

---

Contributo

Contributo di Elettronica unici (Woody e Alpy)
"Ecco un PCB per MRF171A, mosfet da 45 watt, sulla tua pagina.
Il file è in formato bmp. Usa pellicola laser e una stampante laser, stamperà a misura ".

MRF171A_1_colour.bmp (14 kb)

Il nostro altro prodotto:

15W Trasmettitore FM con antenna	Economico completa stazione radio FM	3KW Rack trasmettitore radio FM
5KW trasmettitore TV analogica	Circolarmente polarizzata Antenna FM	Quattro slot Sew Antenna TV